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传统的两电平变换器拓扑(图1a)的特点是具有两种开关状态：直流母线的正电压和负电压状态(DC+, DC-)。为了降低输出波形中的总谐波失真，需要更多的开关状态。众所周知的三电平NPC1拓扑(图1b)可提供此类额外的开关状态：N点为0V的中性状态。由于更低的电压波形失真，滤波要求可以被降低。这就使这些拓扑的吸引力越来越高，因为滤波器的成本已成为变换器系统设计中的重要影响因素。使用三电平拓扑的缺点是开关器件(IGBT和二极管) 的数量会增加，从而增大复杂度并部分地增加整个系统的成本[1]。通过应用NPC2拓扑(图1c)，功率半导体的数量与经典的NPC1装置相比可进一步减少。可以使用两个逆阻型(RB) IGBT，来替代NPC2拓扑中以共集电极方式连接的两个IGBT和二极管。RB-IGBT的内部结构经过改进，可使IGBT承受相同水平的正向和反向阻断电压。相比之下，标准的IGBT能承受的反向阻断电压仅为正向阻断电压的几分之一。因此，使用RB-IGBT意味着NPC2拓扑中可减少两个二极管(图1d)。这样能够带来众多优势，比如降低导通损耗、提高封装面积利用率、简化功率模块的辅助端子布局等[2]。
2 IGBT 驱动器考虑因素
图 1 中所示的各种拓扑对IGBT 驱动器的要求各不相同。例如，两电平拓扑通常要求具备短路保护和过压保护之类的功能即可。比较常用的短路保护方案称为VCEsat 或退饱和监控，如图6所示。过压保护一般通过对IGBT 的集电极-发射极电压进行有源钳位来实现。图4 所示为该应用的示例。
如果使用三电平NPC1 拓扑，IGBT 在短路时的关断顺序将非常重要。在这种情况下，必须首先关断半桥的外部IGBT，然后再关断内部IGBT。如果未按此顺序进行关断，内部IGBT 将会承受整个直流母线电压并将损坏，因为三电平NPC1 拓扑中IGBT 的额定电压“仅为”直流母线电压的一半[1]。因此，在发生短路时驱动器不应自动关断IGBT，而应将故障状况报告给控制单元，由控制单元来确保正确的关断顺序。只有内部IGBT 采用了***有源钳位的情况下，才能忽略关断顺序，并允许驱动器执行自动关断[3]。
图 1 中所示的NPC 拓扑的共同特点是，在正常工作期间，相输出端U 的电压相对于中性点N在+1/2DC 和-1/2DC 之间交变，即极性发生变化。这一点对于在NPC2 拓扑中N 点和U 点之间的IGBT 形成双向开关特别有意义。图2 所示为当外部开关(此处未显示)分别导通和关断时这些IGBT 获得的电压。
图2 双向开关的理想化电压分布
图 2a 中IGBT 的集电极-发射极电压始终为正电压或(理想化)零，这取决于U 处的实际相输出电压。因此，对于短路和过压保护，无特殊要求。但是，如果用RB-IGBT 作双向开关，情况则不同，U 点存在的交变电压要求修改经典的短路保护和过压保护电路。否则，驱动器将会损坏，并***终损坏IGBT。
图 3(左)举例说明使用富士电机的NPC2 功率模块4MBI650VB-120R1-50 进行的测试。此例中的负载连接在U 和DC-之间，顶部开关T1 导通和关断。通道2 的波形(“CE RB-IGBT T3”)显示了在IGBT T1 的导通和关断时N-U 之间的交变电压。
使用RB-IGBT的NPC2拓扑的开关波形
图3 使用RB-IGBT的NPC2拓扑的开关波形(VDC = 800V, Iload = 650A)
2.1 过压保护功能
一般来说，为了防止IGBT被关断过压损坏，通常使用有源钳位电路。(对于小功率应用，也可使用“两电平关断”或“软关断”之类的替代方案[1] ) 。过压由换流回路中的杂散电感以及电流的变化率(di/dt)引起。有源钳位能够可靠地***过压，在大量应用中已经证明其可驱动IGBT进入有源区从而降低di/dt。